Projeto do oscilador baseado no modo de corrente para amplificadores de potência de áudio Classe D: 6 etapas

2024 Autor: John Day | [email protected]. Última modificação: 2024-01-30 11:34

Nos últimos anos, os amplificadores de potência de áudio Classe D tornaram-se a solução preferida para sistemas de áudio portáteis, como MP3 e telefones celulares, devido à sua alta eficiência e baixo consumo de energia. O oscilador é uma parte importante do amplificador de áudio classe D. O oscilador tem uma influência importante na qualidade do som do amplificador, eficiência do chip, interferência eletromagnética e outros indicadores. Para este fim, este artigo projeta um circuito oscilador controlado por corrente para amplificadores de potência classe D. O módulo é baseado no modo corrente e implementa principalmente duas funções: uma é fornecer um sinal de onda triangular cuja amplitude é proporcional à tensão de alimentação; a outra é fornecer um sinal de onda quadrada cuja freqüência é quase independente da tensão da fonte de alimentação e a razão de trabalho do sinal de onda quadrada é de 50%.

Etapa 1: Princípio do oscilador do modo de corrente

O princípio de funcionamento do oscilador é controlar a carga e a descarga do capacitor pela fonte de corrente através do tubo do interruptor MOS para gerar um sinal de onda triangular. Um diagrama de blocos de um oscilador baseado no modo de corrente convencional é mostrado na Figura 1.

Projeto do oscilador baseado no modo de corrente para amplificadores de potência de áudio Classe D

Na FIG. 1, R1, R2, R3 e R4 geram tensões de limiar VH, VL e uma tensão de referência Vref dividindo a tensão de uma tensão de alimentação. A tensão de referência é então passada por uma estrutura LDO de amplificadores OPA e MN1 para gerar uma corrente de referência Iref que é proporcional à tensão de alimentação. Portanto, existem:

MP1, MP2 e MP3 neste sistema podem formar uma fonte de corrente de espelho para gerar a corrente de carregamento IB1. A fonte de corrente do espelho composta por MP1, MP2, MN2 e MN3 gera uma corrente de descarga IB2. Presume-se que MP1, MP2 e MP3 tenham proporções iguais de largura para comprimento e MN2 e MN3 tenham proporções iguais de largura para comprimento. Depois, há:

Quando o oscilador está funcionando, durante a fase de carregamento t1, CLK = 1, o tubo MP3 carrega o capacitor com uma corrente constante IB1. Depois disso, a tensão no ponto A aumenta linearmente. Quando a tensão no ponto A é maior do que VH, a tensão na saída de cmp1 é zerada. O módulo de controle lógico é composto principalmente de flip-flops RS. Quando a saída de cmp1 é 0, o terminal de saída CLK é invertido para um nível baixo e CLK é um nível alto. O oscilador entra na fase de descarga t2, momento em que o capacitor C começa a descarregar em uma corrente constante IB2, fazendo com que a tensão no ponto A caia. Quando a tensão cai abaixo de VL, a tensão de saída de cmp2 torna-se zero. O flip-flop RS inverte, CLK aumenta e CLK diminui, completando um período de carga e descarga. Como IB1 e IB2 são iguais, os tempos de carga e descarga do capacitor são iguais. A inclinação da borda ascendente da onda triangular do ponto A é igual ao valor absoluto da inclinação da borda descendente. Portanto, o sinal CLK é um sinal de onda quadrada com uma taxa de serviço de 50%.

A frequência de saída deste oscilador é independente da tensão de alimentação e a amplitude da onda triangular é proporcional à tensão de alimentação.

Etapa 2: Implementação do circuito do oscilador

O projeto do circuito do oscilador projetado neste artigo é mostrado na Figura 2. O circuito é dividido em três partes: um circuito de geração de tensão de limiar, um circuito de geração de corrente de carga e descarga e um circuito de controle lógico.

Projeto do oscilador baseado no modo de corrente para amplificadores de potência de áudio Classe D Figura 2 circuito de implementação do oscilador

2.1 Unidade de geração de tensão limite

A porção de geração de tensão de limiar pode ser constituída por MN1 e quatro resistores divisores de tensão R1, R2, R3 e R4 tendo valores de resistência iguais. O transistor MOS MN1 é usado aqui como um transistor de chaveamento. Quando nenhum sinal de áudio é recebido, o chip define o terminal CTRL como baixo, VH e VL são ambos 0 V e o oscilador para de funcionar para reduzir o consumo de energia estática do chip. Quando há uma entrada de sinal, CTRL é baixo, VH = 3Vdd / 4, VL = Vdd / 4. Devido à operação de alta frequência do comparador, se o ponto B e o ponto C estiverem diretamente conectados à entrada do comparador, a interferência eletromagnética pode ser gerada para a tensão de limiar através da capacitância parasita do transistor MOS. Portanto, este circuito conecta o ponto B e o ponto C ao buffer. As simulações de circuito mostram que o uso de buffers pode isolar efetivamente a interferência eletromagnética e estabilizar a tensão limite.

2.2 Geração de carga e descarga de corrente

A corrente proporcional à tensão de alimentação pode ser gerada por OPA, MN2 e R5. Como o ganho do OPA é alto, a diferença de tensão entre Vref e V5 é insignificante. Devido ao efeito de modulação do canal, as correntes de MP11 e MN10 são afetadas pela tensão fonte-dreno. Portanto, a corrente de carga-descarga do capacitor não é mais linear com a tensão de alimentação. Neste projeto, o espelho de corrente usa a estrutura cascode para estabilizar a tensão fonte-dreno do MP11 e MN10 e reduzir a sensibilidade à tensão da fonte de alimentação. De uma perspectiva AC, a estrutura do cascode aumenta a resistência de saída da fonte de corrente (camada) e reduz o erro na corrente de saída. MN3, MN4 e MP5 são usados para fornecer uma tensão de polarização para o MP12. MP8, MP10, MN6 podem fornecer tensão de polarização para MN9.

2.3 Seção de Controle Lógico

As saídas CLK e CLK do flip-flop são sinais de onda quadrada com fases opostas, que podem ser usados para controlar a abertura e o fechamento de MP13, MN11 e MP14, MN12. MP14 e MN11 atuam como transistores chaveadores, que funcionam como SW1 e SW2 na Figura 1. MN12 e MP13 atuam como tubos auxiliares, cuja principal função é reduzir as rebarbas da corrente de carga e descarga e eliminar o fenômeno de disparo agudo das ondas triangulares. O fenômeno de tiro certeiro é causado principalmente pelo efeito de injeção de carga do canal quando o transistor MOS está na transição de estado.

Supondo que MN12 e MP13 sejam removidos, quando CLK faz a transição de 0 para 1, MP14 é ligado para o estado desligado e a fonte de corrente composta por MP11 e MP12 é forçada a entrar na região linear profunda da região de saturação instantaneamente, e MP11, MP12, MP13 são A carga do canal é retirada em um tempo muito curto, o que causa uma grande corrente de falha, causando um pico de tensão no ponto A. Ao mesmo tempo, MN11 pula do estado desligado para o estado ligado, e o as camadas atuais compostas de MN10 e MN9 vão da região linear profunda para a região de saturação. A capacitância do canal desses três tubos é carregada em um curto espaço de tempo, o que também causa uma grande corrente de Burr e pico de tensão. Da mesma forma, se o tubo auxiliar MN12 for removido, o MN11, MN10 e MN9 também geram uma grande corrente de falha e um pico de tensão quando o CLK é saltado. Embora MP13 e MP14 tenham a mesma proporção entre largura e comprimento, o nível da porta é oposto, portanto, MP13 e MP14 são ativados alternadamente. O MP13 desempenha duas funções principais na eliminação do pico de tensão. Primeiro, certifique-se de que MP11 e MP12 trabalhem na região de saturação durante todo o ciclo para garantir a continuidade da corrente e evitar a tensão de disparo nítida causada pelo espelho de corrente. Em segundo lugar, faça MP13 e MP14 formarem um tubo complementar. Assim, no momento da mudança de tensão CLK, a capacitância do canal de um tubo é carregada e a capacitância do canal do outro tubo é descarregada, e as cargas positivas e negativas se cancelam, reduzindo muito a corrente de falha. Da mesma forma, a introdução do MN12 terá o mesmo papel.

2.4 Aplicação de tecnologia de reparo

Os parâmetros de diferentes lotes de tubos MOS variam entre as bolachas. Sob diferentes ângulos de processo, a espessura da camada de óxido do tubo MOS também será diferente, e o Cox correspondente também mudará de acordo, fazendo com que a carga e a corrente de descarga mudem, fazendo com que a frequência de saída do oscilador mude. No projeto de circuito integrado, a tecnologia de compensação é usada principalmente para modificar o resistor e a rede de resistores (ou rede de capacitores). Diferentes redes de resistores podem ser usadas para aumentar ou diminuir a resistência (ou capacitância) para projetar diferentes redes de resistores (ou redes de capacitores). As correntes de carga e descarga IB1 e IB2 são determinadas principalmente pela corrente Iref. E Iref = Vdd / 2R5. Portanto, este projeto opta por ajustar o resistor R5. A rede de corte é mostrada na Figura 3. Na figura, todos os resistores são iguais. Neste projeto, a resistência do resistor R5 é de 45kΩ. R5 é conectado em série por dez pequenos resistores com uma resistência de 4,5kΩ. A fusão do fio entre os dois pontos A e B pode aumentar a resistência de R5 em 2,5%, e a fusão do fio entre B e C pode aumentar a resistência em 1,25%, entre A, B e B, C. Os fusíveis estão todos queimados, o que aumenta a resistência em 3,75%. A desvantagem dessa técnica de corte é que ela só pode aumentar o valor da resistência, mas não o pequeno.

Figura 3 estrutura de rede de reparo de resistência

Etapa 3: Análise dos resultados da simulação

Este projeto pode ser implementado no processo CMOS de 0,5 μm do CSMC e pode ser simulado com a ferramenta Spectre.

3.1 Melhoria da onda triangular por tubo de comutação complementar

A Figura 4 é um diagrama esquemático que mostra a melhoria da onda triangular pelo tubo de comutação complementar. Pode ser visto na Fig. 4 que as formas de onda de MP13 e MN12 neste projeto não têm picos óbvios quando a inclinação muda, e o fenômeno de nitidez da forma de onda desaparece após o tubo auxiliar ser adicionado.

Figura 4 Forma de onda aprimorada do tubo de comutação complementar para a onda triangular

3.2 Influência da tensão e temperatura da fonte de alimentação

Pode-se observar na Figura 5 que a frequência do oscilador muda para 1,86% quando a tensão da fonte de alimentação muda de 3V para 5V. Quando a temperatura muda de -40 ° C para 120 ° C, a frequência do oscilador muda em 1,93%. Pode-se ver que quando a temperatura e a tensão da fonte de alimentação variam amplamente, a frequência de saída do oscilador pode permanecer estável, de modo que o funcionamento normal do chip pode ser garantido.

Figura 5 Efeito da tensão e temperatura na frequência

Etapa 4: Conclusão

Este artigo projeta um oscilador controlado por corrente para amplificadores de potência de áudio Classe D. Normalmente, este oscilador pode emitir sinais de onda quadrada e triangular com uma frequência de 250 kHz. Além disso, a frequência de saída do oscilador pode permanecer estável quando a temperatura e a tensão de alimentação variam amplamente. Além disso, o pico de tensão também pode ser removido adicionando transistores chaveadores complementares. Ao introduzir uma técnica de ajuste de rede de resistores, uma frequência de saída precisa pode ser obtida na presença de variações do processo. Atualmente, este oscilador tem sido usado em um amplificador de áudio Classe D.